PSRR, CMRR
Emlékeztetőül: az írás célja, hogy megismerjétek a műveleti erősítők alapvető tulajdonságait, a számításokat és az adatlapjaikon található információk jelentését. Ezért általánosságban mutatom be a műveleti erősítőket. Ezektől az általános tulajdonságoktól mindig vannak eltérő tulajdonságú műveleti erősítők. Pont ezért fontos konkrét feladat esetén az IC pdf-jét szorgalmasan tanulmányozni.
Műveleti erősítők I. rész
-----------------
Mielőtt folytatnánk a tervezést, ki kell még térni a műveleti erősítők néhány további tulajdonságára. Építsük meg példának okáért a jobb szélen lévő egyszeres erősítésű kapcsolást és végezzünk rajta néhány kísérletet.
1.ábra
A műveleti erősítő nyugalomban van. Ekkor "megrángatjuk" a negatív tápot. Mivel a T1-T2 bázisa 0 V-n van, azok B-E diódáin keresztül T3 kollektorán is stabil a feszültség. A tápfeszültség ingadozásának hatására T3 C-E feszültsége viszont ingadozni kezd. Mivel ideális áramgenerátor nincs, T3 árama is ingadozni kezd kis mértékben. Ez az ingadozó áram pedig T2-n keresztül eljut T4 bázisára is és azt vezérli. E miatt a kimeneten nem kívánatos jel jelenik meg.
Ha a pozitív tápfeszültséget "rángatjuk" meg, akkor is hasonló történik. Ez esetben a T4 tranzisztornál lép fel a jelenség, ami egy vezérelt áramgenerátornak tekinthető.
Azt ne feledjük, hogy ez egy leegyszerűsített rajz.
A gyártók megadják azt az értéket, hogy a tápfeszültség-változás hatása mekkora bemenetre adott jellel egyenértékű.
Itt az látható, hogy a tápfeszültség 1V-os ingadozása 30...150μV bemeneti vezérlőjellel egyenértékű.
Sokszor dB-ben adják meg és PSRR néven található a táblázatokban. Gyakran külön megadják a pozitív és a negatív táphoz tartozó értéket is, mivel -a fenti egyszerű példából is kiviláglott- a két érték nem azonos. És frekvenciafüggő a jelenség. Minél nagyobb az ingadozás frekvenciája, annál nagyobb zavart okoz. Ezért grafikusan is megtalálhatjuk a pdf-ekben.
Ennek a táp tervezésekor/kiválasztásakor van jelentősége. Ha stabilizált tápegységet használunk nem kell vele foglalkozni. De ezt nem mindig tehetjük meg.
Vannak olyan opák, melyeknek a zavarelnyomása olyan nagy, hogy adott esetben inkább vállalhatjuk a stabilizátor elhagyását, csak, hogy a tápfeszültséget magasabb értéken tarthassuk. Egy ilyet láthattok az alábbi ábrán:
OPA209
Maradjunk az előző kapcsolásnál, de most a bemenetre kapcsoljunk vezérlőjelet, például a műsorforrást. Ekkor a T3 emittere van fix feszültségen, most viszont a T1-T2 B-E diódáin keresztül a vezérlőjel miatt kezd ingadozni T3 kollektor feszültsége, így az árama is, ami vezérlőáramként jelenik meg T4 bázisán. Ez a közös módusú vezérlés.
Ez viszont számunkra kiemelkedően fontos tulajdonság, mert az opa minőségéről nyújt tájékoztatást. Egészen pontosan a bemeneten lévő differenciál erősítőről, aminek a feladata a visszacsatolás által javítani a linearitást, csökkenteni a torzítást. CMRR-ként találjuk meg a táblázatokban, ebben az RR a Rejection Ratio, vagyis elnyomási arány és szintén a bemenetre vonatkozik.
Ez a táblázat a TL071 CMRR értékét adja meg dB-ben.
Képzeljük el, hogy olyan erősítőnk van, ami abszolút lineáris, csak épp a CMRR értéke gyatra, legyen 60dB. A +bemenetre kapcsolunk 1 V feszültséget, ez a kimeneten is megjelenik. A "szuperlinearitás" miatt hajszál pontosan 1V jelenik meg ott is. Ez az 1V a visszacsatoláson keresztül visszakerül az invertáló bemenetre. Vagyis ez által mindkét bemenet feszültsége megemelkedett 1V-tal. Létre jött a közösmódusú vezérlés. Ezt elnyomja a CMRR 60dB-vel, vagyis az ezred részére. Azaz keletkezik a bemeneten még további 1mV vezérlő feszültség, ami pedig a kimeneten is megjelenik. Hiába volt szuperlineáris az opa, mégis lett 1mV hiba és pont az a fokozat hozta létre, amire a hibajavítás van bízva.
Természetesen ez is frekvenciafüggő és most is lehet kiemelkedő értékű példányokat találni:
OPA209
Itt is van egy kiskapu: invertáló erősítőnél ez a jelenség elhanyagolható.
A tápfeszültség
Általában a műveleti erősítők +/-15V szimmetrikus stabilizált tápról működnek. A műveleti erősítők tulajdonságai pedig általában akkor a legjobbak, ha maximális tápfeszt kapnak. Itt viszont egy fejhallgató erősítőről van szó. Egy 32....100Ω-os fejhallgatóhoz viszont nem biztos, hogy ideális a +/-15V. A túl nagy táp veszélyezteti a fejhallgató életét és az IC felesleges melegedését okozhatja.
Ezért az új erősítőnket lássuk el mindössze +/-6V-tal.
2.ábra
Ideális műveleti erősítőnél így alakul a maximális kimenőjel:
3.ábra
Az opa kimenetén megjelenő szinusz hullámnak bele kell férnie a tápfeszültség tartományába. (Itt jegyzem meg: néhány elektronikus hangszert kivéve, minden hangszer és az ember hangszálai is szinuszos hanghullámokat állítanak elő.)
Viszont a műveleti erősítők tranzisztorainak szükségük van rajtuk maradó feszültségre a működésükhöz:
A kimenő feszültség csökkenése a pozitív és a negatív táphoz képest a terhelőáram és a hőmérséklet függvényében.
Ez csökkenti a kimenő feszültség maximumát (általában 2V-tal). Ezért így alakul a szinusz hullám:
4.ábra
Először a szinuszos feszültség effektív értékét számítjuk ki (Ueff=Ucs/sqr2=2,8V), majd ebből a fejhallgatóra jutó maximális teljesítményt:
Pmax=Ueff^2/Rl=2,8^2/32 Ω=250m W
A terhelés maximális árama: Imax=Ukicsúcs/R=4 V/32Ω=125mA
-----------
Tehát ilyen kiindulási adataink lesznek:
A táp +/-6V lesz, stabilizált.
Max kimeneti csúcsáram :125mA
Idő közben az is kiderülhetett, hogy nem kell 10-szeres erősítés - a fejhallgatók jó hatásfoka (1-2V általában elég meghajtani) és a CD-játszók, DAC-ok viszonylag magas kimenő feszültsége miatt. Ezért az erősítést is visszafogom 3-4 közé - legyen azért egy kis tartalék is.
Most már beépítem a kimenettel sorba kötött 3,3Ω ellenállást is, mely mindössze 10%-kal befolyásolja a korábbi számításokat. (Mivel mindenhol bőven határértékeken belül vagyunk, és a 3,3Ω még tovább csökkenti az áramokat, nem érdemes most újra végigszámolni mindent.)
Erősítő-1
Olyan műveleti erősítőt választottam, mely mindenféle trükközés nélkül tudja a felmerült igényeket. Így gyakorlatilag a kapcsolás sem módosult:
6.ábra
(A kondenzátorok jelölése: nF=fólia, nK=kerámia, uE=elkó, uTa=tantál)
Az R3-R4 3,7-re állítja be az erősítést. R2/R1=1, egy egyszeres "alaperősítést" ad. R1-C1 5Hz-re állítják be a -3dB-s pontot. (Az R3-R4 értéke olyan kicsi, hogy ne befolyásolja az R2/R1-t.)
Az OPA551/552 MOSFET bemenetű így a bemeneti árama nem hoz létre DC szintet az R2-n.
Offset hibája tipikusan 1mV:
4 mV alatti, de max 11mV DC szintet várhatunk a kimeneten, normális hőmérsékletviszonyok mellett.
A tápfeszültség tartománya is megfelel:
Kimenete üzemszerűen tud biztosítani 200mA-t:
Ha az OPA551-et használjuk, nem kell az A-B pontok közé beépíteni az R-C tagot, ekkor az alábbi ábra alapján 800kHz felső határfrekvenciára számíthatunk. 20kHz-en pedig marad kb. 32 dB erősítés a visszacsatolásra.
A torzítása:
A bekeretezett részben szinte pont annyi a terhelő áram, mint amennyit a fejhallgató igényel jól kihajtva. E miatt nem valószínű hogy (jelentősen) romlik ez az adat zene hallgatás közben. A kisebb tápfesz, vagy az adatlapon szereplő 300Ω helyetti 35Ω-s terhelés ront a torzításon. És az is, hogy kicsivel nagyobbra van beállítva az erősítés az adatlapon szereplő 3-nál. Viszont szerencsére "van miről romlania", van tartalék.
Az OPA552 jóval nagyobb frekvenciát és slew rate-t tud. Cserébe viszont gerjedékeny.
A műveleti erősítők frekvencia-erősítés jelleggörbéjét legtöbbször a csipre integrált kondenzátorokkal állítják be. (Van amikor nekünk kell kívülről ezeket csatlakoztatni.) Egy ilyen tipikus kompenzáló kondenzátor látható az 1.ábrán is, az opa belső felépítésénél. Ez a kondenzátor határozza meg az első töréspontot (kék nyíl). Az OPA552-nél ezt a kondenzátort kisebbre állították, így gyorsították fel az IC működését. Ennek következtében viszont az egész erősítési görbe eltolódott és előbukkant egy második töréspont, amire a piros nyíl mutat. Ez a második töréspont "parazita" töréspont, legtöbbször a kimeneti tranzisztorok, vagy a differenciál erősítő véges sebessége hozza létre. Az opa minden fokozata létre hoz ilyen "parazita" töréspontokat. A kompenzációval pont ezeket akarjuk kezelhető tartományba "nyomni" az átviteli görbén. (Az OPA 551-nél is látható ez a töréspont a 0dB-s vonalon.) Az eddigi 90 fokos fázistolás emiatt ismét növekedésnek indul és a 180 fokhoz tart. A 180 fokos fázistolást elszenvedett jel az invertáló bemenetre jutva viszont már pozitív visszacsatolást jelent a negatív helyett. Ha pedig ekkor a maradék erősítés (vagyis a visszacsatolásra jutó) is nagyobb mint 1, akkor oszcilláció, azaz gerjedés keletkezik. (Ha a maradék erősítés határozottan nagyobb mint 1, akkor kevesebb, mint 180 fok is elég a gerjedéshez.) E miatt az OPA552 erősítését nem szabad kisebbre állítani mint 5, azaz 14dB, azért hogy a második töréspontnál ne legyen túl nagy a maradék erősítés. Ez az ötszörös erősítés a sárga vonal.
Nekünk viszont elég lenne 11dB (azaz 3,6), ami a zöld vonal. Ez a gerjedési területen belül van.
A megoldás egy pótlólagos kompenzáció: Az I. részben megismert (a bemeneti ellenállás hatásánál tárgyalt) leosztás/visszaerősítés módszerrel megnöveltem az opa erősítését, de ezt frekvencia-függően tettem, hogy a hangfrekvenciás tartományban még ne legyen hatása. E szerint a zöld vonalon halad az erősítés egészen 90 kHz-ig. Ekkor elkezd működni az R6-C2 tag, elkezdi leosztani a jelet, az OPA552 pedig visszaerősíteni, mivel a végső erősítést továbbra is a visszacsatoló ellenállások határozzák meg. Ez a narancs színű vonal. Kb 300kHz-en - amikor a 27pK kb. 22kΩ impedanciájú lesz - eléri az opa a 15-szörös erősítést és ezen a vonalon halad tovább. Így mire eléri a kritikus frekvenciát, már bőven a minimális ötszörös erősítés felett vagyunk. Természetesen ez az emelkedés nem látszik az eredő frekvencia-átvitelben, az továbbra is a zöld vonalon halad. A felső határfrekvencia most 600kHz-re adódik. (Kék vonal.)
És amiért ezt az egészet csináltam: 20kHz-en a maradék erősítés 32dB helyett körülbelül 44dB lett és az egész hangfrekvenciás sávban is 12dB-lel nagyobb, vagyis 4-szer erősebb visszacsatolásunk van.
Az OPA552-re nagyjából ugyanazok az adatok érvényesek, mint az OPA551-re. Az eltérés közöttük a nagyobb sebesség és, hogy az OPA552-nél a 0,0005% torzítást nem 3, hanem ötszörös erősítésre vonatkoztatva adják meg. Mi ennél kisebb erősítést használunk, így inkább a torzítás csökkenése várható az OPA551-éhez képest.
Mindazonáltal a visszacsatolás mértékével vigyázni kell, mert a túl nagy visszacsatolás még ronthat is a hangminőségen.
Erősítő-2
Bár a szimmetrikus táppal - mint látható - minimális alkatrészigény mellett egyszerű kapcsolással építhető erősítő, a tápegység sokszor gondot okoz. Szimmetrikus feszültséget szolgáltató adapter nem kapható, márpedig egy ilyen adapter alkalmazása helyből megoldja például az érintésvédelmi problémákat.
Ezért az az erősítő amit meg is építettem, adapterről működik és aszimmetrikus felépítésű.
Íme a rajz:
Továbbra is OPA552-t használok, az imént megismert pótlólagos kompenzációval. Mivel az adapterem stabilizált 12V-os, de kapcsoló üzemű, egy LC szűrő fogadja a zajos feszültséget. Ez egy aluláteresztő szűrőt alkot, mely a rezonancia frekvenciája felett 40dB/dekád meredekséggel szűr. A rezonancia frekvenciája az alábbi képlettel számítható ki:
Egy kapcsolóüzemű adapter 50..100kHz-es frekvancián dolgozik és kb 200mV zajt produkál. Ha 50kHz-es (rosszabbik eset), az 27-szer nagyobb mint az 1860Hz. A szűrő másodfokú, vagyis maximum 200mV/(27*27)=0,27mV táp-zaj marad. A tantál kondenzátorok a jó nagyfrekvenciás tulajdonságaik miatt kerültek beépítésre.
Elő kell állítani még a fél-tápot is, ami a szinuszhullám tengelyét állítja be 6V-ra. Ezt a D1 6,2V-s zener végzi, mely után még egy RC szűrő nyomja el a maradék zajokat.
Az ábrán feltüntettem a számítások eredményeit, amiket a már korábban ismertetett képletekkel végeztem.
A DC visszacsatolás az R5 1,5MΩ-os ellenállás feladata, így beáll az IC kimenete is 6,2V-ra. Ez az ellenállás egyben AC visszacsatolást is végez, ami A1=1,5MΩ/68kΩ=-22-re jön ki.
Az igazi AC visszacsatolást a már korábban is alkalmazott R6-R7-R8 hálózat állítja be: A2=-4,3.
Az eredő erősítés ennél kisebb lesz mert a két visszacsatolás együttesen állítja be azt. (A két ellenállás-hálózat (R5 vs. R6-R7-R8) váltóáramúlag párhuzamosan van kapcsolva.) Az eredő erősítést így - hasonlóan a párhuzamosan kapcsolt ellenállások eredőjének számításához :
Aeredő=A1*A2/(A1+A2)=-3,6 képlettel számolhatjuk.
Ha a C4 nem lenne a hálózatban, az R5-R6 ágon keresztül DC erősítés jönne létre, amit nem akarunk, mivel a kimenetünk már beállt 6,2V-ra.
A bemeneten a C2-R3 10,6Hz-re állítja be az alsó határfrekvenciát - F=1/(2π*R*C). Ez nem tűnik jónak. Sőt... De vegyük észre, hogy a visszacsatolásban megtalálható ennek a tükörképe: C4-R6. Ahogy (lefelé haladva) elérjük a 10,6Hz-et és elkezd nőni a C2-R3 együttes impedanciája, pont úgy kezd el nőni a C4-R6 impedanciája is. Vagyis az arányuk változatlan marad, az erősítés nem változik. Teszik ezt mindaddig, amíg R5 ezt nem korlátozza. Így jön létre a 2Hz-es alsó határfrekvencia a 10,6Hz helyett. Ez már jó.
A kimeneti C3 (470μF) kondenzátor az R10 3,3Ω-mal és a fejhallgató 32Ω-s ellenállásával együttesen 9,7Hz-es alsó határfrekvenciát állít be. Ez szintén gyenge érték.
De, ha gondolatban szétbontjuk a kapcsolást, úgy is vehetjük, hogy van egy műveleti erősítőnk, aminek a nyílthurkú erősítése A=22, a visszacsatolt erősítése pedig Ae=3,6. Vagyis a maradék erősítése Am2=6,1. A műveleti erősítő kimeneti impedanciája most pedig nem más, mint a kondenzátor impedanciája. (A visszacsatolást a kondenzátor után iktattuk be!) És már azt is tudjuk, hogy a műveleti erősítő a kimeneti impedanciát R=Rki/Am szerint csökkenti. Jelenleg Am2=6,1 , vagyis a kondenzátor kimeneti impedanciája a visszacsatolás következtében a hatodára fog csökkenni. Hatod akkora impedanciája pedig egy hatszor nagyobb kapacitású kondenzátornak van.
Tehát a visszacsatolás következtében a 470μF-os kondenzátorból 2800μF-os lett. Így ez az alsó határfrekvencia 1,6Hz-re adódik.
E közben a kondenzátor belső ellenállása is a hatodára csökkent, vagyis a visszacsatolás LowESR kondenzátort csinált a hagyományos elkóból. És minden olyan "torzítást" is a hatodára csökkentett, amiért nem szeretünk elkót tenni az audió jel útjába.
------------------
A kondenzátor-kicsatolású erősítőknél bekapcsoláskor a kimeneti kondenzátornak először fel kell töltődnie fél-tápra, vagyis itt 6V-ra. Ez a feltöltődés a fejhallgatón keresztül történik meg, ha az csatlakoztatva van. Vagyis a fejhallgató ekkor kap egy 6V-os 10-100 ms hosszúságú impulzust. A helyzet jellemzően ennél sokkal rosszabb szokott lenni: jelen esetben is kb. tápfeszültség nagyságú impulzust kap a fejhallgató, ami előbb-utóbb menthetetlenül a kedvencünk elhalálozásához vezet.
Ezért terveztem a kapcsoláshoz egy koppanásgátló áramkört. Ez a bekapcsolást követően kb 1 mp-ig rövidre zárja a fejhallgató kimenetet. A rövidzár következtében a kondenzátor feltöltődése a 3,3Ω-os ellenálláson 10-szer gyorsabban történik meg, mint a 32Ω+3,3Ω-os fejhallgatón keresztül. Mikor pedig a relé behúz, az audio jel útjában relékontaktus sem lesz. A behúzást követően R23 visszaveszi T1 bázis-feszültségét 2,25V-ra, így a relén csak 1,6V feszültség lesz. Mivel a 12V-os relé csak akkor ejt el, amikor a tekercsfeszültsége 1,2V alá csökken, a relé behúzva marad. Ezért, ha a tápfeszültség megszűnik, a relé hamar elejt, az időzítés pedig nulláról indul újra.
Az időzítés hosszát az alábbi képlet szerint lehet kiszámítani:
T=R*C
Ez azt az időt adja meg, amikor a kondenzátor feszültsége eléri a tápfeszültség 70%-t (=1/gyök2). Ez most majdnem egybeesik a relé minimális behúzó-feszültségével (9V), így a relé is ezen idő lejárta után fog behúzni.
Záró gondolatok
Most csak audio erősítőkről volt szó. Nem véletlen, hiszen sokakat ez a terület felettébb érdekel. Pedig még számtalan felhasználási területük létezik. Például, ha az előbb megtervezett erősítőről lebontunk minden olyan alkatrészt, ami az audio jel miatt került beépítésre, megmarad egy 6,2V-os stabilizált tápegység, ami 200mA-rel terhelhető, 380mA a zárlati áramkorlátja, és a 8-as lábon (ami egy digitális kimenet) még a stabilizátor túlmelegedését is tudjuk detektálni.
Vagy, ha megszüntetjük a visszacsatoló hálózatot és kiiktatjuk a C2-t , akkor komparátorként működik, vagyis a kimenete kapcsolgatni fog a'szerint, hogy a bemenetre adott jelszint kisebb, vagy nagyobb, mint 6,2V. Innen pedig már csak egy kis módosítás kell, hogy négyszögjel/fűrészjel-generátorként üzemeljen.
Kicsit érdemtelenül lehúztam a nem-invertáló erősítőt, melynek szintén megvannak az előnyei az invertálóval szemben. El kell tudni dönteni, mikor melyiket célszerű használni.
Talán az is fontos, hogy miért kapta pont ezt a nevet: műveleti erősítő. Ugyanis képes matematikai műveleteket is végrehajtani: összeadni, kivonni, osztani, szorozni, logaritmizálni, integrálni, differenciálni, stb. Eredetileg ilyen célból készültek az első példányok.
Természetesen nem térhettem ki minden tulajdonságra. Viszont remélem, indulásnak bőven elég az itt leírt információ.
Végül arra gondoltam, hogy az a tisztességes, ha meg is építem az erősítőt, mely tisztán "papíron" egy számológéppel készült. Lássuk mennyire működik a gyakorlatban is, amiket leírtam.
Mérések
A nyákterv és a végeredmény:
A méréseket egy olcsó Audigy kártyán végeztem 16bit/48kHz-es módban, RMAA 6.2.5-tel.
Először magát a kártyát mértem meg, majd közbeiktattam a fejhallgató erősítőt és 32, 55, 100Ω-os terhelések mellett is elvégeztem a mérést. Az alábbi táblázatban láthatjátok ezeket. Mivel az erősítő mérésekor megkerülhetetlenül belemérem a hangkártyát is, pirossal feltüntettem, hogy milyen torzítási értékeket kapunk, ha az eredményeket megtisztítjuk az Audigy torzításaitól.
Ilyen jó zajszintre nem számítottam, főleg mivel aszimmetrikus felépítésű az erősítő. Egy gyors fejszámolás után -115dB-re jön ki a zaj.
Torzításban viszont kicsit jobbat vártam, de így sem kell "kikukázni".
A kimeneti kis terhelő ellenállás okozza a vártnál nagyobb torzítást /32-55-100ohm/, mert látszik, hogy ahogy nő a terhelő ellenállás értéke, úgy csökken a torzítás. Ha megnézzük az alábbi spektrumokat az erősítő szinte kizárólag páros harmonikusokat termel, ami a tervezőt dicséri. Mármint az IC tervezőjét.
Érdekesen alakult a frekvencia-átvitel is a terhelés függvényében. Ez főleg annak tudható be, hogy megépítéskor válogattam a 220nF-os kondenzátorokat. A nagyobb értékűek kerültek a bemenetekre, a kisebbek pedig a visszacsatoló körbe. Így kb 0,6Hz-cel előbb kezdődik a visszacsatoló kör emelése, mint a bemeneti kör vágása.
Az Audigy szólóban
32Ω
55Ω
100Ω
A műveleti erősítő átlagostól kicsit eltérő alkalmazása megtette hatását. Szinte olyan, mintha a kimenet DC-csatolt lenne.
- Köszönöm, hogy elolvastad -
ELP
-------------------------------------
